MOSFET栅极前100Ω电阻有什么用

故事开端

年青的运用工程师 Neubean 想经过试验证明，为了取得安稳性，是不是真的有必要把一个 100 Ω 的电阻放在 MOSFET 栅极前。具有30 年经历的运用工程师 Gureux 对他的试验进行了监督，并全程供给专家辅导。

高端电流检测简介

图1中的电路所示为一个典型的高端电流检测示例。

图1 高端电流检测

负反应企图在增益电阻RGAIN上强制施加电压VSENSE。经过RGAIN的电流流过P沟道MOSFET (PMOS)，进入电阻ROUT，该电阻构成一个以地为基准的输出电压。总增益为：

电阻ROUT上的可选电容 COUT 的效果是对输出电压滤波。即便 PMOS 的漏极电流快速跟从检测到的电流，输出电压也会议现出单极点指数轨道。

原理图中的电阻 RGATE 将扩大器与PMOS栅极离隔。其值是多少？经历比较丰厚的 Gureux 或许会说：“当然是100 Ω！”

测验多个阻值

咱们发现，咱们的朋友Neubean，也是Gureux的学生，正在认真考虑这个栅极电阻。Neubean在想，假如栅极和源极之间有满足的电容，或许栅极电阻满足大，则应该能够导致安稳性问题。一旦确认RGATE和CGATE彼此会发生晦气影响，则能够揭开100 Ω或许任何栅极电阻值成为合理答案的原因。

图2所示为用于凸显电路行为的LTspice仿真示例。Neubean经过仿真来展示安稳性问题，他以为，安稳性问题会跟着RGATE的增大而呈现。究竟，来自RGATE和CGATE的极点应该会蚕食与开环相关的相位裕量。可是，令Neubean感到惊讶的是，在时域呼应中，一切RGATE值都未呈现任何问题。

图2 高端电流检测仿真

成果发现，电路并不简略

在研讨频率呼应时，Neubean意识到，需求清晰什么是开环呼应。假如与单位负反应结合，构成环路的正向途径会从差值开端，完毕于成果负输入端。Neubean然后模仿了VS/(VP – VS)或VS/VE，并将成果绘制成图。图3所示为该开环呼应的频域图。在图3的波特图中，直流增益很小，而且交越时未发现相位裕量问题。事实上，从全体上看，这幅图显现十分奇怪，由于交越频率小于0.001 Hz。

图3 从差错电压到源电压的频率呼应

将电路分解成操控办理体系的成果如图4所示。就像简直一切电压反应运算扩大器相同，LTC2063具有高直流增益和单极点呼应。该运算扩大器扩大差错信号，驱动PMOS栅极，使信号经过RGATE– CGATE滤波器。CGATE和PMOS源一同衔接至运算扩大器的–IN输入端。RGAIN从该节点衔接至低阻抗源。即便在图4中，或许看起来RGATE– CGATE滤波器应该会导致安稳性问题，尤其是在RGATE比RGATE大得多的状况下。究竟，会直接影响体系RGATE电流的CGATE电压滞后于运算扩大器输出改变。

图4 高端检测电路功用框图

关于为什么RGATE和CGATE没有导致不安稳，Neubean供给了一种解说：“栅极源为固定电压，所以，RGATE – CGATE电路在这儿是无关紧要的。你只需求按以下方法调整栅极和源即可。这是一个源极跟从器。”

经历更丰厚的搭档Gureux说：“实践上，不是这样的。只有当PMOS作为电路里的一个增益模块正常作业时，状况才是这样的。”

受此启示，Neubean考虑了数学问题——要是能直接模仿PMOS源对PMOS栅极的呼应，成果会怎样？换言之，V(VS)/V(VG)是什么？Neubean赶忙跑到白板前，写下了以下等式：

其间，

运算扩大器增益为A，运算扩大器极点为ωA。

Neubean马上就发现了重要项gm。什么是gm？关于一个MOSFET，看着图1中的电路，Neubean心头一亮。当经过RSENSE的电流为零时，经过PMOS的电流应该为零。当电流为零时，gm为零，由于PMOS其实便是封闭的，未被运用、无偏置且无增益。当gm = 0时，VS/VE为0，频率为0 Hz，VS/VG为0，频率为0 Hz，所以，底子没有增益，图3中的曲线图或许是有用的。

企图用LTC2063发现不安稳问题

带来这点启示，Neubean很快就用非零的ISENSE测验进行了一些仿真。

图5为从VE到VS的呼应增益/相位图，该曲线跨过0dB以上到0dB以下，看起来要正常得多。图5应该显现大约2 kHz时，100 Ω下有很多的PM，100 kΩ下PM较少，1 MΩ下乃至更少，但不会不安稳。

图5 非零检测电流条件下从差错电压到源电压的频率呼应

Neubean来到试验室，用高端检测电路LTC2063得到一个检测电流。他刺进一个高RGATE值，先是100 kΩ，然后是1 MΩ，希望能看到不安稳的行为，或许至少呈现某类振铃。不幸的是，他都没有看到。他测验加大MOSFET里的漏极电流，先添加ISENSE，然后运用较小的RGAIN电阻值。成果依然没能使电路呈现不安稳问题。

他又回到了仿真，测验用非零ISENSE丈量相位裕量。即便在仿真条件下也很难，乃至不或许发现不安稳问题或许低相位裕度问题。

Neubean找到Gureux，问他为什么没能使电路变得不安稳。Gureux主张他研讨一下详细的数字。Neubean现已对Gureux不可捉摸的话习以为常，所以，他研讨了RGATE和栅极总电容构成的实践极点。在100 Ω和250 pF下，极点为6.4 MHz；在100 kΩ下，极点为6.4 kHz；在1 MΩ下，极点为640 Hz。LTC2063增益带宽积(GBP)为20 kHz。当LTC2063具有增益时，闭环交越频率或许轻松下滑至RGATE– CGATE极点的任何效果以下。

是的，或许会呈现不安稳问题

意识到运算扩大器动态规模需求延伸至RGATE– CGATE极点的规模以外，Neubean挑选了一个更高增益带宽积的运放。LTC6255 5 V运算扩大器能够直接参加电路，增益带宽积也比较高，为6.5 MHz。

Neubean急迫地用电流、LTC6255、100 kΩ栅极电阻和300 mA检测电流进行了仿真。

然后，Neubean在仿真里添加了RGATE。当RGATE满足大时，一个额定的极点或许会使电路变得不安稳。

图6和图7显现的是在高RGATE值条件下的仿真成果。当检测电流坚持300 mA不变时，仿真会呈现不安稳状况。

图6 有振铃的时域图

图7 添加电流（VE至VS）后的正常波特图，相位裕量体现糟糕试验成果

试验成果

为了解电流是否会在检测非零电流时呈现异常行为，Neubean用不同步进的负载电流和三个不同的RGATE值对LTC6255进行了测验。在瞬时开关切入更多并行负载电阻的状况下，ISENSE从60 mA的基数过度到较高值220 mA。这儿没有零ISENSE丈量值，由于咱们已证明，那种状况下的MOSFET增益太低。

实践上，图8终究标明，运用100 kΩ和1 MΩ电阻时，安稳性的确会受必定的影响。由于输出电压会遭到严厉滤波，所以，栅极电压就变成了振铃检测器。振铃表明相位裕量糟糕或为负值，振铃频率显现交越频率。

图8 RGATE = 100 Ω，电流从低到高瞬态

图9 RGATE = 100 Ω，电流从高到低瞬

图10 RGATE = 100 kΩ，电流从低到高瞬态

图11 RGATE = 100 kΩ，电流从高到低瞬态

图12 RGATE = 1 MΩ，电流从低到高瞬态

图13 RGATE = 1 MΩ，电流从高到低瞬态

脑筋风暴时刻

Neubean意识到，尽管看到过许多高端集成电流检测电路，但不幸的是，工程师底子无力决议栅极电阻，由于这些都是集成在器材傍边的。详细的比方有AD8212、LTC6101、LTC6102和LTC6104高电压、高端电流检测器材。事实上，AD8212选用的是PNP晶体管而非PMOS FET。他告知Gureux说：“真的不要紧，由于现代器材现已处理了这样的一个问题。”

如同早等着这一刻，教授简直打断了Neubean的话，说道：“咱们假定，你要把极低电源电流与零漂移输入失调结合起来，比方安装在偏僻地址的电池供电仪器。你或许会运用LTC2063或LTC2066，将其作为主扩大器。或许你要经过470 Ω分流电阻测到低等级电流，并尽量精确、尽量削减噪声；那种状况下，你或许需求用ADA4528，该器材支撑轨到轨输入。在这些状况下，你需求与MOSFET驱动电路打交道。”

所以……

明显，只需栅极电阻过大，使高端电流检测电路变得不安稳是有或许的。Neubean向乐于助人的教师Gureux谈起了自己的发现。Gureux表明，事实上，RGATE的确有或许使电路变得不安稳，但开端时没能发现这种行为是由于问题的提法不正确。需求有增益，在当时电路中，被测信号需求对错零。

Gureux回答说：“必定，当极点腐蚀交越处的相位裕量时，就会呈现振铃。可是，你添加1 MΩ栅极电阻的行为是十分荒唐的，乃至100 kΩ也是张狂的。记住，一种杰出的做法是约束运算扩大器的输出电流，避免其将栅极电容从一个供电轨转向另一个供电轨。”

Neubean表明附和，“那么，我需求用到哪种电阻值？”Gureux自傲地答道：“100 Ω”。

来历：EEPW